Расчет сопротивления оттягиванию для заданных ворот MOSFET

Я искал и читал много похожих вопросов, но не нашел конкретного ответа на вопрос о том, как рассчитать правильное значение сопротивления понижающего сопротивления для плавающего затвора MOSFET. Кажется, что все уклоняются от вопроса с 1K, 10K или 100K "должно работать".

Если у меня был N-канальный IRF510, и я собирался запустить затвор с 9 В, чтобы переключить $V_{DS}$ 24 В при 500 мА, какое значение я должен использовать для резистора опускания затвора, и как вы рассчитали это значение?

Вот количественный способ определения границ приемлемого сопротивления затвора для мощных полевых МОП-транзисторов. $R_g$

Это будет ленивый ленивый ( ) подход. Так: $L^3$

• Очень простая модель FET, только , C gs и R g включены. $C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$R_g$
• Конденсаторы FET считаются только линейными.
• Ворота FET были опущены к источнику через .$R_g$
• Используемое напряжение V ds не более сложное, чем линейное линейное изменение. $V_{\text{ds}}$

Цель подхода ( ) - получить максимальную проницательность / полезность при минимальных усилиях, используя модель, которая является максимально простой, но все же значимой. $L^3$

Модель представляет собой простой емкостный делитель с резистивным понижением. было решено для в частотной области, а затем обратное преобразование Лапласа для временной области. $V_{\text{gs}}$

Три режима работы анализируются с помощью этой модели:

1. Напряжение появляется на выходе из источника, пока = ∞ . Это условие, которое никогда не должно происходить в реальной цепи, но полезно подумать. $R_g$$\infty$
2. Затвор заканчивается источником через с некоторым конечным значением, в то время как любое изменение V d является медленным и нечастым. Каждый используемый FET проводит некоторое время в этом состоянии. Например, во время запуска все FET проходят через период, когда они должны быть выключены, и любое изменение V ds происходит в течение миллисекунд. Во время этого типа операций FET по существу является пассивным устройством. $R_g$$V_{\text{ds}}$$V_{\text{ds}}$
3. Частое короткое время нарастания и спада с имеющим некоторое конечное значение. Большинство FETs в конечном итоге проводят в таком состоянии длительное время. $R_g$

1. Неограниченные ворота: = $R_g$$\infty$

После установки = ∞ : $R_g$$\infty$

= C gd V $V_{\text{gs}}$$\frac{C_{\text{gd}} V_{\text{ds}}}{C_{\text{gd}}+C_{\text{gs}}}$

Таким образом, в этом случае является просто масштабированной версией V ds , а масштабный коэффициент является емкостным делителем C gd и C gs . Для IRF510: $V_{\text{gs}}$$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$

= 10 С $V_{\text{ds-max}}$
$C_{\text{gd}}$ = = 20 пФ C gs = C ciss - C gd = 135 пФ - 20 пФ = 115 пФ V г -мин = 2 В $C_{\text{rss}}$
$C_{\text{gs}}$$C_{\text{ciss}}$$C_{\text{gd}}$
$V_{\text{gth-min}}$

Для напряжения сток-исток, превышающего 14 В, будет больше, чем пороговое значение 2 В, и деталь начнет работать. Неважно, как напряжение появляется на стоке, просто оно там. Совершенно очевидно, почему никто никогда не оставляет ворота FET без изменений. $V_{\text{gs}}$

2. FET выключен во время запуска системы: = некоторое конечное значение$R_g$

Разрешение быть конечным значением переменной: $R_g$

= C gd V dsSlp R g ( 1 - e - $V_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}} V_{\text{dsSlp}} R_g \left(1-e^{-\frac{t}{R_g \left(C_{\text{gd}}+C_{\text{gs}}\right)}}\right)$

- наклонное или линейное линейное линейное усилие (в вольтах в секунду) через сток к источнику. Если V ds поднимается от 0 до 25 В за 2 миллисекунды, R g должно быть меньше 11 МОм, чтобы V gs оставалось ниже порога 2 В и оставалось выключенным. $V_{\text{dsSlp}}$$V_{\text{ds}}$$R_g$$V_{\text{gs}}$

Такие низкие скорости изменения (в диапазоне от 1 до 10 миллисекунд) для являются причиной того, что Олин Латроп может правильно сказать, что значения R g 1 кОм, 10 кОм или 100 кОм должны работать. Так что да, для пассивного понижения напряжения, чтобы отключить полевой транзистор во время запуска системы или другого редко включаемого приложения с низким напряжением dV / dt, подойдет почти любой килооморный резистор.$V_{\text{ds}}$$R_g$

Зачем даже тратить время на это? Если это все, что у нас есть, мы можем просто перевернуться, снова заснуть и быть счастливыми. Но есть еще много чего, так что давайте посмотрим на это немного позже.

3. Требования с высоким dV / dt при сливе в источник - выпуск dV / dt$R_g$

Почти все полевые транзисторы часто переключаются между 10 кГц и 500 кГц с короткими переходами время нарастания и спада . Большинство полевых транзисторов будут отключены через 20-100 наносекунд, и именно здесь важна остановка гейта. Давайте посмотрим на IRF510 с линейным ростом V ds от 0 до 25 В за 50 нс. Используя уравнение в условии 2 выше: $V_{\text{ds}}$$V_{\text{ds}}$

= (20pF)  (25V / 50nsec)  Rg ( 1 - е - $V_{\text{gs}}$$\text{(20pF) }\text{(25V/50nsec) }\text{Rg} \left(1-e^{-\frac{\text{50 nsec}}{\text{(20pF + 115pF)} \text{ Rg}}}\right)$

Таким образом, подключение значения 270 Ом для дает V gs ~ 2V. Это будет самое высокое значение R g, которое можно использовать без повторного включения FET. $R_g$$V_{\text{gs}}$$R_g$

$R_g$ превышающее это максимальное значение, позволяет включать или выключать полевой транзистор в зависимости от энергии, вынуждающей . Полевой транзистор может включиться ровно настолько, чтобы пропустить ток и рассеять мощность, но не оказывает реального влияния на V ds , или может включиться достаточно, чтобы вызвать падение V ds , что в правильных условиях может вызвать колебания. $V_{\text{ds}}$$V_{\text{ds}}$$V_{\text{ds}}$

Очевидно, что чем выше пиковое значение или скорость перехода тем ниже должно быть сопротивление схемы затвора. $V_{\text{ds}}$

Нахождение минимального значения для $R_g$

Почему бы просто не сделать нулевым или как можно меньшим? $R_g$

Пока в этом анализе в цепи затвора преобладает сопротивление, но в цепи затвора также есть индуктивность. Если сопротивление затвора минимизировано, индуктивность затвора становится доминирующей в динамике цепи, и с образует резонансный контур LC. Схемы LCR с Q> 1 становятся все более кольцевыми, что является проблемой для управления затвором FET, если заряд вводится через C gd от V ds или также от переключения формы сигнала от привода затвора. Например, схема LCR с Q, равным 2, будет звонить примерно в 1,5 раза больше своего управляющего напряжения. Для привода затвора с источником 14 В достаточно Q, чтобы повредить затвор большинства полевых транзисторов.$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$$V_{\text{ds}}$

Для последовательного LC резонансного контура:

Q = иZo=$\frac {Z_o} {R}$$Z_o$$\sqrt {\frac {L} {C}}$

Давайте рассмотрим конкретный случай с IRF510. С учетом маршрутизации и индуктивности пакета схема затвора может легко иметь индуктивность 11 или 12 нГн. Напомним, что IRF510 имеет 115 пФ, поэтому Z o будет около 10 Ом. Соответствие R g к Z $C_{\text{gs}}$$Z_o$$R_g$$Z_o$ даст Q = 1, что будет максимальным значением Q для непереключения формы сигнала возбуждения. Минимальное значение должно быть больше, чем Z o .$R_g$$Z_o$

Некоторые вещи, которые нужно помнить

• - общее последовательное сопротивление между затвором и источником полевого транзистора. Это включает в себя выходное сопротивление драйвера, сопротивление при подключении от привода к затвору FET, сопротивление в структуре FET (физический затвор и пакет). $R_g$
• Пригодные значения для попадают в диапазон, не слишком высокий и не слишком низкий. R g > R g - max или R g < R g - min могут вызывать колебания FET.$R_g$$R_g$$R_{g-\max }$$R_g$$R_{g-\min }$
• Все полевые транзисторы показывают эффекты dV / dt, особенно старые детали технологии.

Считайте, что это минимальные знания, необходимые для сопротивления схемы затвора в полевых МОП-транзисторах.

1 кОм, 10 кОм или 100 кОм должны работать.

Подумайте о том, что является целью раскрытия и когда это имеет значение. При нормальной работе ворота обычно активно приводятся в обе стороны. Тогда резистор с понижением не делает ничего полезного, а лучший не мешает.

Обычно целью понижения является удержание полевого транзистора во время запуска, когда активная цепь возбуждения затвора имеет высокое сопротивление. Это может произойти, например, если ворота управляются напрямую от вывода микроконтроллера. Может пройти 10 секунд мсек, прежде чем часы микропроцессора начнут работать, и он приступит к выполнению инструкций, переводящих вывод в известное состояние вывода. Это может быть плохо, если FET должен быть включен только на несколько мкс за один раз, например, чтобы предотвратить насыщение какого-то индуктора. В таких случаях не только пробуждение полевого транзистора может привести к чрезмерному току, но и к чрезмерному току, который может фактически препятствовать подаче питания полностью, по существу блокируя цепь в режиме лома на неопределенный срок.

Итак, каковы критерии для определения стоимости раскрытия? С одной стороны, сопротивление должно быть достаточно низким, чтобы затвор своевременно разряжался, и его можно удерживать в низком состоянии, несмотря на емкостную связь от переходных процессов при запуске. Ворота полевого транзистора имеют очень высокое сопротивление и в основном выглядят емкостными. Даже большой резистор может в конечном итоге разрядить емкость затвора. Ограничивающим фактором является то, как быстро устройство может быть выключено, а затем снова включено. Обычно это не проблема, хотя. Поддерживать уровень затвора на низком уровне, несмотря на переходные процессы при запуске, гораздо сложнее, так как почти невозможно понять, откуда эти переходные процессы и как сильно они будут соединяться с узлом затвора. Вот почему вы видите такой диапазон. Никто на самом деле не знает, что нужно, поэтому они экспериментируют и ухудшают, или, скорее всего, выберите хороший номер. У разных людей представление о хорошем разное.

С другой стороны, вы не хотите, чтобы при опускании потреблялся значительный ток, который в противном случае привел бы к быстрому движению ворот или вообще. Если вы используете драйвер FET, который может выдавать 1 A во время переключения, дополнительные 10 мА при падении напряжения 1 кОм в значительной степени не имеют значения. С другой стороны, если ворота приводятся в движение прямо от микропинсета, то дополнительные 5 мА при понижении напряжения 1 кОм могут быть существенным неудобством. В этом случае 10 кОм было бы лучше. Редко бывает необходимо подняться выше этого уровня, но в некоторых цепях с низким энергопотреблением, когда FET включен в течение длительного времени, вам может потребоваться 100 кОм.

Как я уже сказал, 1 кОм, 10 кОм или 100 кОм должны работать.